近年來，AI世代帶動高速傳輸快速發(fā)展，現(xiàn)在到下個世代都見到越來越多的高速線導入設計，線纜行業(yè)整體加速步入高頻高速時代，隨著PCIE，MCIO，SAS，SlimSAS，MiniSASHD等高速線材的強大需求，這是線纜行業(yè)不可多得的商機。當然隨之而來對高速線纜的高頻測試要求也越來越高！ 隨著近幾年來對速率的要求快速提高，串行總線由于有更好的抗干擾性和更少的信號線、更高的數(shù)據(jù)率而受到眾多高速銅纜設計者的青睞。而其中串行總線又尤以差分信號的方式最多，差分信號與普通的單信號走線相比有3個明顯的優(yōu)勢：抗干擾能力強；能有效抑制EMI；時序定位精確，所以越來越多的系統(tǒng)采用差分信號進行接收與傳輸。 差分信號的傳輸需要一對傳輸線來實現(xiàn)，那么這對傳輸線又叫做差分對。能夠用單端傳輸線組成差分對的兩條傳輸線。和單端傳輸線相類似，差分對傳輸有多種多樣的橫截面形狀。下圖我們列舉了最常見的幾種截面幾何外形。

差分傳輸之所以能夠抗干擾，這是因為對兩個單端信號進行差分檢測的時候，其噪聲有可能會抵消。只要外界對差分對中兩個單端信號上的干擾基本一致，就不會影響差分信號的傳輸。所以無論采取何種走線方式，關鍵是要控制兩條傳輸線周圍環(huán)境基本一致，并盡量減少其他信號干擾。理想情況下，差分信號是正負對稱的，其共模份量為零或者只有直流份量，如下圖1所示。如果差分線的正負傳輸線長度不等，造成傳輸時間不一致，實際上就是信號在時間軸上的不對稱，在終端負載電阻上就能觀察到圖2所示的波形。顯然此時的正負波形不能嚴格對稱，差分電路中的正負電流無法抵消，于是其電源中就有共模電流份量在流動。如果研究過EMI的人都知道，共模輻射是最難對付的。

圖1

所以差分信號的阻抗匹配也就成為一個非常重要的問題，目前，一般有兩種不同匹配的方式，即分別并聯(lián)匹配和單電阻跨接匹配。在通信過程中，有兩種原因?qū)е滦盘柗瓷洌鹤杩共贿B續(xù)和阻抗不匹配。阻抗不連續(xù)或者不匹配，信號在傳輸線末端突然遇到阻抗不匹配，信號在這個地方就會引起反射。一旦產(chǎn)生反射，將會對需要的信號造成不同程度的影響，因此，應盡最大努力去消除這種反射，其中的一種方法，就是讓終端電阻完全匹配。消除了反射，傳輸線上的能量就能全部被負載吸收，不再產(chǎn)生反射。那么，究竟是什么原因引起發(fā)射，為什么遇到阻抗不匹配時會發(fā)生反射呢？

無耦合時的差分阻抗

假設兩條傳輸線相隔足夠遠，比如兩線相隔距離至少是線寬的兩倍，兩條線之間的相互作用就不明顯了，這就是無耦合的情況。如果一個差分信號沿差分對傳輸?shù)竭_接收終端，那么終端的差分阻抗非常大，差分信號將會反射回源端。這種多次反射就會產(chǎn)生噪聲，影響信號質(zhì)量。下圖所示的就是一個差分線末端出現(xiàn)的模擬差分信號。振鈴的出現(xiàn)是由于差分信號在低阻抗的驅(qū)動器和高阻抗的線端之間的多重反彈。圖中差分對互連末端沒有端接，并且差分對之間沒有耦合，下圖為差分電路和差分線對的遠端接收信號。

消除反射的一種方法就是在兩條信號線的末端跨接一個端接電阻來匹配差分阻抗。對差分信號來說，信號線末端的端接電阻和差分對的阻抗是相同的，這將會消除反射。下圖就是在兩信號線之間加入100歐姆電阻后，接收端的差分信號。圖中差分對末端有端接，并且差分對之間沒有耦合，下圖為差分對遠端接收到的差分信號。

耦合時的差分阻抗

當兩條帶狀線相距越來越近時，它們邊緣的電場和磁場會重疊，二者之間的耦合程度也會越來越強。耦合程度用單位長度上的互感電容C12與互感電感L12表示。當把兩信號線靠近時，C11和C12都會改變。當信號線1與其返回路徑的一些邊緣區(qū)域被相鄰信號線干擾時，C11將減小，C12會增加。但是，負載電容CL= C11+ C12改變不大。下圖所示為單位長度上負載電容CL、單位長度對角電容C11及耦合電容C12的變化情況。帶狀線材料是FR4，線寬5 mil，特性阻抗50歐姆，CL, C11與C12隨兩線的邊緣舉例的變化。

當把兩信號線靠近時，L11和L12都將發(fā)生改變。下圖所示為單位長度上環(huán)路自感L11的變化和單位長度上環(huán)路互感L12隨兩線的邊緣舉例的變化。由于相鄰導線的感應渦流，L11將會有略微的減小(最近時的減小量小于1％)，L12會增加。L11與L12隨兩線的邊緣舉例的變化。

總之，把兩條走線放置在一起時，耦合增加。但是，即使在間距更緊密的情況下，間距等于線寬，最大的相對耦合度(即C12/C11或L12/L11)仍小于15%。當間距大于15 mil時，相對耦合減小至1%，基本可忽略不計。下圖所示為當兩條50歐姆、5 mil的FR4帶狀線間的間距變化時相對互容和相對互感的隨線距的變化，即相對電容耦合與相對電感耦合的比值，如何隨間隔的變化而變化。注意，對于帶狀線這種有相同介質(zhì)結(jié)構(gòu)的傳輸線，兩傳輸線的相對耦合電容與相對耦合電感是相同的,間距變化時相對互容和相對互感的變化.

差分信號線由于傳輸過程中存在差分模式和共模模型兩種情況，所以存在各自的匹配，如果哪一種模式不匹配，那么這種模式就會出現(xiàn)信號震蕩。通常我們工作在奇模模式下，所以不太關注共模匹配，因為理想情況下，共模電壓為理想的DC電平，不匹配影響不大，如果共模噪聲較大，還是需要對共模阻抗進行匹配。

為什么需要匹配阻抗和作業(yè)方法介紹

射頻和硬件最大的區(qū)別就是阻抗匹配，而阻抗匹配的原因是電磁場的傳輸。我們都知道電磁場是電場和磁場的相互作用，而在傳輸介質(zhì)中損耗的產(chǎn)生是因為電場對電子的作用發(fā)生震蕩。頻率越高，相同長度的傳輸線，電磁波的周期越多，電流的變化的頻率也就越高，震蕩而產(chǎn)生的熱量損耗就越多，傳輸線的損耗就越大。

低頻因為波長相對于傳輸線來說非常長，所以在電路中傳輸線上的電壓和電流幾乎是不變的，所以傳輸線損耗很小。

同時，波在輸出的過程中，如果發(fā)生反射，與原來的輸入波疊加可能會導致信號質(zhì)量下降，也會導致信號傳輸效率低。

不管是做硬件還是射頻，都是為了信號更好的傳輸，都不希望能量損耗在電路中。

負載電阻跟信號源內(nèi)阻相等時，負載可獲得最大輸出功率，這就是我們常說的阻抗匹配。

需要注意的一點是，共軛匹配是最大功率傳輸

根據(jù)電壓反射系數(shù)Г=(ZL-Z0)/(ZL+Z0),此時Г不等于0，電壓有反射。

無失真匹配，阻抗完全相等，電壓無反射，但是負載功率并不是最大。

回波損耗=-20log|Г|

電壓駐波比VSWR=（1+|Г|）/（1-|Г|）

駐波比和傳輸?shù)男嗜缦卤?/p>

阻抗匹配是一個相當繁瑣的計算過程，好在我們有史密斯圓圖。史密斯圓圖是阻抗匹配的一個必備工具，史密斯圓圖是由很多圓周交織在一起的一個圖。正確的使用它，可以在不作任何計算的前提下得到一個表面上看非常復雜的系統(tǒng)的匹配阻抗，唯一需要作的就是沿著圓周線讀取并跟蹤數(shù)據(jù)。

Smith圓圖法

1）通過串聯(lián)電容電路元件后，阻抗點沿著所在的等電阻圓逆時針運動

2）通過并聯(lián)電容電路元件后，阻抗點沿著所在的等電導圓順時針運動

3）通過串聯(lián)電感電路元件后，阻抗點沿著所在的等電阻圓順時針運動

4）通過并聯(lián)電感電路元件后，阻抗點沿著所在的等電導圓逆時針運動

5）通過并聯(lián)開路枝節(jié)電路元件后，阻抗點沿著所在的等電導圓順時針運動

6）通過并聯(lián)短路枝節(jié)電路元件后，阻抗點沿著所在的等電導圓逆時針運動

7）通過串聯(lián)傳輸線電路元件后，阻抗點沿著等駐波圓順時針運動的運動軌跡

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